TD-LTE网络干扰分析

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1.        概述
随着TD-LTE标准的冻结、设备的成熟以及移动互联网业务飞速发展，TD-LTE已经成为业界的关注焦点。而TD-LTE系统内外干扰问题是网络部署时必须要考虑的关键问题之一。
TD-LTE系统面临的干扰包括噪声Pn、系统内干扰Iintra-system和系统间干扰Iinter-system，下面将分别对这三种干扰进行分析。
2.        噪声
噪声可以按照来源分为接收机内部噪声和外部噪声。接收机内部噪声包括导体的热噪声和放大器的噪声放大;外部噪声是指来自接收机以外的非移动通信发射机的电磁波信号，可以分为自然噪声和人为噪声。
一般在进行分析时主要考虑接收机内部噪声，可通过以下式子计算得到：
Pn=KTB+NF
其中：
K：波尔兹曼常数(Boltzmann constant)，1.380662×10-23JK-1;
T：开尔文绝对温度，一般计算中取常温290K;
B：接收机有效带宽;
NF：接收机的噪声系数，标准中一般取基站的噪声系数分别为7dB。
由于LTE系统带宽在1.4MHz～20MHz可变，并且采用OFDMA/SC-FDMA的多址方式，用户实际只占用系统带宽中的一部分。因此，信道的热噪声水平也会随着占用带宽的变化而变化。
3.        系统内干扰
系统内干扰是本移动通信系统内各无线网元收发单元之间的干扰。
3.1.        同频干扰
TD-LTE系统同小区下的不同用户下行采用OFDMA、上行采用SC-FDMA的多址方式，不同用户占用不同的、相互正交的子载波，因此不存在3G系统中的同小区不同用户的多址干扰问题。LTE系统中的同频干扰主要是同频的其他小区的干扰，这也是LTE系统中干扰协调、抑制技术要解决的问题。
3.2.        LTE TDD系统上下行链路间干扰
LTE TDD系统采用时分双工的方式，上下行信道工作在相同的频点，通过上下行转换点设置上下行信道可占用的时隙。上行与下行之间由于时间转换点不一致、基站之间不同步或无线信号传播时延等，可能出现“重叠”(同时存在上行链路和下行链路)的时间点，引起eNode B小区间或终端用户间的干扰。
3.2.1.        相邻小区间或同小区不同频率间的上下行转换点不一致
如果相邻小区第二转换点设置不同，在上下行配置不同的时隙，会出现一个小区eNodeB发射时，另一个小区eNode B正在接收的情况，因而将出现比较严重的上下行链路间干扰，如图1所示：
为了避免该类干扰，规划中应注意：
1)结合各区域的上下行业务量需求特点，尽量在成片的区域内采用同一时隙分配方案;
2)在采用不同时隙分配方案的区域交界处，相邻两个采用不同时隙分配方案的小区中，应有一个闭塞发生重叠的时隙，或者两个相邻小区通过检测重叠时隙上的干扰强度，决定是否将用户继续分配在该重叠时隙上。
3.2.2.        相邻小区间失同步
在相邻的小区之间同步基准不一致时，即使小区间采用相同的转换点设置方案，由于起始时刻不同，也会有“重叠”时间点出现，如图2所示：
LTE的eNode B之间一般采用外接参考时钟源(如GPS或伽利略卫星系统)实现同步。当外接参考时钟源故障，以及同步过程误差过大时，都有可能出现Node B之间失同步。根据3GPP TS36.133要求，采用相同频率、且有重叠覆盖区域的相邻Node B之间，帧起点的时间误差应小于或等于3μs(覆盖距离小于3km);如果满足该要求，则相邻小区间的上下行干扰时间很短，对网络的性能影响不大。
在规划LTE TDD系统的基站间同步时，应满足该要求。
3.2.3.        无线传播时延大于转换点保护时隙
在无线信号传播过程中，随着传播距离的增加会形成传播时延。此外，在采用移动通信直放站延伸小区覆盖距离时，也会引入直放站设备的时延。传播距离产生的时延为：
Δτ=d/c
其中，d是传播距离，c是光速。
在一个小区内如果传播时延过大，也会引起终端的上行链路对附近其他终端的下行链路接收形成干扰。为了在eNode B接收端实现各终端的上行信号同步，终端必须提前一定的时间发送上行的UpPTS和子帧2。如图3所示，以eNode B发射端的时间作为基准，该时间提前量应该等于终端到eNode B的无线传输时延τ，也就等于Node B发射的下行信号到达终端的无线传输时延。如果以终端接收到的下行信号时间作为基准，该时间提前量就是两倍的无线传输时延(2τ)。
相对于接收到的下行信号基准，由于终端需要以2τ的时间提前量发送上行UpPTS和子帧2，如果2τ大于DwPTS和UpPTS之间的保护间隔GP，就会引起该终端的上行UpPTS信道干扰附近其他终端接收来自Node B的DwPTS信道。因此，按照以下公式可确定不产生上下行干扰的最大传输距离(即最大覆盖距离)：
其中，tgap是保护时间间隔。
根据标准中的特殊子帧配置，可计算得出不同特殊子帧配置格式下TD-LTE基站的最大覆盖距离，如表1所示：
如果存在移动通信直放站等转发设备，由于直放站设备内部的滤波器件固有时延和光纤介质中的信号传播时延，会导致上述时延保护间隔对应的最大覆盖距离进一步缩小。
考虑到该干扰信号经过远距离的传播损耗后，信号功率已经比较微弱，工程中一般较少考虑该干扰的影响。
3.2.4.        邻频干扰
由于设备滤波特性的非理想性，干扰也存在于使用相邻频率的各方之间。
假设不同频率上的终端数量和位置分布相同，从3GPP标准中对接收机的ACS和ACLR指标要求来看(一般在30dB以上)，相对于同频干扰，邻频干扰对接收机的影响小30dB以上，即邻频干扰比同频干扰弱1000倍以上，可以忽略。
4.        系统间干扰
4.1.        系统间干扰类型
从形成机理角度可分为邻频干扰、杂散辐射、接收机互调干扰和阻塞干扰。
4.1.1.        邻频干扰(ACI)
如果不同的系统分配了相邻的频率，就会发生邻频干扰。由于收发设备滤波性能的非完美性，工作在相邻频道的发射机会泄漏信号到被干扰接收机的工作频段内;同时被干扰接收机也会接收到工作频段以外其他发射机的工作信号。决定该干扰的关键特性指标是发射机的ACLR和接收机的ACS。
4.1.2.        杂散辐射(Spurious emissions)
由于发射机中的功放、混频、滤波等部分工作特性非理想，会在工作带宽以外很宽的范围内产生辐射信号分量(不包括带外辐射规定的频段)，包括电子热运动产生的热噪声、各种谐波分量、寄生辐射、频率转换产物以及发射机互调等。
邻频干扰和杂散辐射不同，邻频干扰中所考虑的干扰发射机泄漏信号指的是被干扰接收机所处频段距离干扰发射机工作频段较近，尚未达到杂散辐射的规定频段的情况，即有效工作带宽2.5倍以上(或者工作带宽上下边界10MHz以外的频段)。当两系统的工作频段相差带宽2.5倍以上(或者相隔10MHz以上)时，滤波器非理想性将主要表现为杂散干扰。
4.1.3.        接收机互调干扰
接收机互调干扰包括多干扰源形成的互调、发射分量与干扰源形成的互调(TxIMD)、交叉调制(XMD)干扰。
多干扰源形成的互调是由于被干扰系统接收机的射频器件非线性，在两个以上干扰信号分量的强度比较高时所产生的互调产物。
发射分量与干扰源形成的互调是由于双工器滤波特性不理想，所引起的被干扰系统的发射分量泄漏到接收端，从而与干扰源在非线性器件上形成互调。
交叉调制也是由于接收机非线性引起的，在非线性的接收器件上，被干扰系统的调幅发射信号，与靠近接收频段的窄带干扰信号相混合，将产生交叉调制。
4.1.4.        阻塞干扰
阻塞干扰并不是落在被干扰系统接收带宽内的。但由于干扰信号功率太强，而将接收机的低噪声放大器(LNA)推向饱和区，使其不能正常工作。被干扰系统可允许的阻塞干扰功率一般要求低于LNA的1dB压缩点10dB。
根据不同干扰形成的特性，邻频干扰、杂散干扰、互调干扰都是落在被干扰系统接收机内，被其接收而恶化通信质量的;阻塞干扰则是在被干扰系统接收带宽以外，通过将被干扰系统接收机推向饱和而阻碍通信的。
对于落在被干扰系统的接收带宽内的干扰，可以进行功率上的相加。总的干扰功率为：
其中，PACI、PSE、PIMD分别为邻频干扰、杂散干扰、互调干扰，单位为dBm。
一般情况下，三种干扰的强度相差较大;合成的干扰功率将主要取决于其中最大的一项。即使在最极端的情况下，三种干扰强度相等，总的干扰功率增加4.5dB，仍符合一般情况下干扰指标留有的余量要求。因此工程中一般分别核算各干扰情况是否满足系统指标要求，以简化分析。
4.2.        系统间干扰分析方法
干扰分析的方法很多，3GPP TR36.942中提到有两种：确定性计算方法和仿真模拟方法。
4.2.1.        确定性计算方法
也称最小允许耦合损耗MCL(Minimum Coupling Loss)计算方法。确定性计算方法的优点是简单易行，可以较容易地获得理论估计结果，所计算的结果对应于最恶劣的情况，对应的MCL要求较严格。
确定性计算方法是基于干扰系统和被干扰系统的有关参数，计算出系统间要实现必要的干扰抑制所需要的最小允许耦合损耗MCL。一般MCL采用以下公式计算：
MCL=干扰源输出功率-衰减-允许的干扰电平
根据收发设备的ACS/ACLR或者杂散信号功率、互调抑制要求等指标，结合其工作带宽和发射功率，可以计算出达到一定干扰抑制要求的MCL。
4.2.1.1.        衰减
对不同的干扰类型取定为不同的参数：
对邻道干扰是ACIR;
对互调干扰是互调抑制比。
4.2.1.2.        允许的干扰电平
对带内干扰一般可以根据允许的接收灵敏度恶化程度确定(后续计算中取恶化量为1dB);
对带外阻塞干扰一般由接收设备LNA的1dB压缩点确定。
4.2.1.3.        其他增益和衰减
由于收发设备的指标是按“天线连接处”定义的，因此耦合损耗CL包括天线间相对增益、天线间空间损耗、外加滤波器的信号衰减、馈线及接头的衰减等部分，在增加了外部滤波设备时，还包括滤波设备的信号衰减。
4.2.2.        仿真模拟方法
仿真模拟方法是对干扰系统和被干扰系统的基站、终端的发射功率、基站的负载等情况进行设定，通过仿真得出设定环境下的系统间干扰情况。仿真模拟方法考虑了功率控制、用户分布等对系统间干扰情况的影响，故对系统间的干扰分析比较全面，尤其是涉及到终端的干扰场景。
4.3.        系统间隔离度要求
根据标准中的接收机和发射机性能要求，运用确定性计算方法得出LTE和其他系统(包括不同运营商的LTE系统)的隔离度要求，如表2所示：
对应上述计算结果，在实际系统中应用时需注意以下两点：
(1)以上确定性计算结果是按照单载波发射机考虑的。如果干扰系统实际配置了N载波，假设各载波的最大发射功率相同，则干扰功率会成倍增加，因此隔离度要求也需相应增加lgN(dB)。
(2)上述的干扰隔离度计算结果都是按照标准最低要求进行的，实际系统设备的性能(如CDMA基站的杂散抑制水平)应优于标准的要求，因此实际组网当中，基站的隔离度要求还应结合具体设备的性能指标进行核算。
4.4.        系统间干扰解决方案
总体上，系统间干扰解决方案主要有两种：天线空间隔离和加装隔离滤波器。此外，如果频谱资源相对比较宽裕的话，可以灵活配置载波获得保护频带。
4.4.1.        天线空间隔离
天线空间隔离是使干扰系统的发射天线与被干扰系统的接收天线保持一定的物理空间距离(角度)，使得发射天线的电波经空间衰减后满足到达接收天线端的恶化电平程度。
工程施工的实际环境，可以利用铁塔或天面的不同平台、不同位置进行天线的空间隔离，具体可以采用水平隔离、垂直隔离和混合隔离这三种方式。
水平隔离度和距离关系式如下：
垂直隔离度和距离关系式如下：
其中：
Ih：干扰系统发射天线与被干扰系统接收天线的水平隔离度(dB);
Iv：干扰系统发射天线与被干扰系统接收天线的垂直隔离度(dB);
GTx：干扰系统发射天线朝向被干扰系统接收天线的发射增益(dBi);
GRx：被干扰系统接收天线朝向干扰系统发射天线的接收增益(dBi);
dh：天线水平间隔;
dv：天线垂直间隔;
λ：无线电波长，如为杂散干扰，应取被干扰系统接收频段波长;如为阻塞干扰，应取干扰系统发射频段波长。其量纲保持与dh、dv相同。
假设GTx+GRx=0dBi，根据上述公式可计算出系统间空间隔离度要求，如表3所示：
根据表3的计算结果，EV-DO和LTE的垂直距离要求7m以上，实现起来很困难。实际上，根据天线隔离度实测研究，当天线间距比较远时，所实现的隔离度要小于经验公式计算结果，即使垂直距离达到7m，也很难达到100dB的隔离度。普通天线共址时只能实现50dB～70dB的隔离度，可见EV-DO基站天线很难和TD-LTE基站天线共址建设，需结合天面自然或者人为设置的阻挡增加天线之间的隔离度。GSM系统和TD-LTE系统共站时，也要保证足够的垂直隔离，以避免相互之间的干扰。
4.4.2.        (2)加装隔离滤波器
滤波器分为两种：带阻滤波器和带通滤波器。具体网络设计需注意：
1)对同频加性干扰需在发端加装带阻滤波器，以降低接收频段内的功率;对阻塞干扰则需在收端加装带通滤波器，以降低接收频段外的功率。
2)尽可能利用天线架设位置的障碍物，可以另外采用增加隔离板的方法。
3)提高发射滤波器性能，如针对每一个频点采用窄带滤波器来进行滤波，可以减少天线隔离要求。
4)采用线性功放，降低功放后信号的杂散。
根据邻频干扰分析的结果可知，LTE FDD和TDD系统之间无法邻频共存。因此将来在做频率规划时，若条件允许，应尽量留有充足的保护频带，避免不同运营商的LTE FDD和TDD系统邻频共存。如果LTE系统下行发射频段和现有2G/3G系统的上行接收频段相邻，或者LTE系统上行接收频段和现有2G/3G系统的下行发射频段相邻，也应尽量留有充足的保护频带，避免邻频干扰过大影响系统性能。
5.        5 总结
根据确定性分析，除EV-DO系统外，一般通过空间隔离可满足TD-LTE系统和其他系统的干扰隔离要求。此外需要注意的是，本文的计算结果是基于标准中最低要求进行的，实际设备的性能一般远优于标准的最低要求。因此实际在进行网络设计时，可按照具体设备的性能指标重新核算干扰隔离度要求。
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